1导言
在我国，低压通信电源已经成熟，而高压开关电源还处于研究阶段。大功率DC开关电源的输入一般多采用220 V交流电网。为了减少对电网的谐波污染，提高输入端的功率因数，通常由PFC级进行整流，然后将PFC级的输出电压送到DC/DC级进行转换。而高压DC开关电源输出电压较大，会对DC/DC舞台产生很大影响。
这里研制的高压DC开关电源采用两级变换装置，第一级220 V交流电通过不控整流和APFC得到380 V稳定的DC。最后一级选用了初级带箝位二极管的改进型ZVS移相全桥变换器。经过变压器改造和隔离，采用全桥不控整流和LC滤波，最终获得精确的240 V DC输出。设计控制系统，选择合理的参数改善开关电源的性能，并通过实验验证设计的可行性和有效性。
2主电路的设计
2.1有源功率因数校正电路
APFC采用全控开关器件组成的开关电路控制输入电流波形，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功率因数高达0.995，彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。这里使用的是软开关单相APFC，其主电路如图1所示。
2.1.1 APFC软交换电路
在图1中，为了使主开关管VQ实现ZVS，引入了辅助开关管VQx。在VQ每次状态转换前，VQx导通，使辅助电路谐振，为VQ创造软开关条件。VQ完成状态转换后，尽快关断VQx，使辅助电路停止谐振，电路再次运行在常规PWM模式。
2 . 1 . 2 APFC软开关谐振参数的选择
软开关APFC电路中的一个重要参数是谐振电感L1。可以通过二极管VDR的反向恢复时间tVDR来估计L1。若谐振电感电流iL1上升时间tr=3tVD R，则最大电流上升率可确定为：di/dt=ILmax/(3tVDR)(1)
其中：ILmax为最大电感电流。
L1的表达式是：L1=Uo/(di/dt)(2)
式中：Uo为APFC的输出电压。
实际L1=5H. 2.2 ZVS移相全桥变换器ZVS移相全桥变换器充分利用开关器件寄生电容、变压器漏电感、线路电感等主电路寄生参数，实现软开关。DC/DC级选用改进的ZVS全桥变换器，初级箝位二极管，如图2所示。该变换器在一个开关周期内有18种开关模式，其工作波形如图3所示。
2.2.1移相全桥ZVS的实现
开关之所以在零电压下关断，是因为结电容的作用，两端电压不能突然变化。当零电压导通时，需要足够的能量对要导通的开关管的结电容放电，对要关断的开关管的结电容充电，同时要去除变压器初级绕组中寄生电容CTR中的电荷。对于超前桥臂，能量由串联转换到原边的谐振电感Lr和滤波电感Lf提供，Lf很大，很容易实现ZVS。对于滞后桥臂，由于变压器副边短路，能量仅由Lr提供，很难实现ZVS。特别是当负载很轻时，Lr中的能量不足以完成结电容的充放电转换，因此无法实现滞后桥臂的ZVS。为了满足滞后桥臂的ZVS，Lr值必须更大。
2.2.2次级占空比丢失
次级占空比Ds小于初级占空比Dp，差值为次级占空比损耗，即Dlose=Dp-Ds。占空比丢失的原因是原边电流ip由正(或负)变负(或正)，负载电流需要一段时间，即图3中的[T3 ~ T6]和[[t12~t15]]。在此期间，虽然p
从等式(3)可以看出，Dloss与Lr和iLf成正比，与Uin和变压器变比K成反比.所以Lr的取值需要平衡，保证在尽可能宽的范围内实现软开关，但不能太大，以免损失大占空比。
谐振电感的选择
为了实现滞后桥臂的ZVS，Lr必须满足：
其中：I为迟滞开关关断时ip的大小；Coss是开关管的输出电容，单位为Uin。
选择1/3以上负载实现滞后桥臂的软开关，要求输出滤波电感电流ILf的最大纹波为最大输出电流的20%，则：I=(Io/3 ILf/2)/K=4.09 A(5)
由式(4)可知，LR 为19 h，实际为20H，选择2.2.4是为了抑制次级整流桥输出端的寄生振荡。ZVS移相全桥变换器的输出整流二极管都处于软开关状态，有一个反向恢复的过程。当输出整流二极管换向时，Lr(包括变压器漏电感)会与整流桥二极管结电容和变压器寄生电容发生谐振，导致整流桥输出端出现寄生振荡和电压尖峰。这里，初级箝位二极管用于解决这一突出问题。为了详细说明箝位二极管的抑制作用，分析图3中T [t7，T8]的模式：t7时，Lr和CVDR1、CVDR4的电压上升到Uin/K，然后uBC上升到Uin，C点电位变为零。箝位管VDVQ2导通，将uBC箝位在Uin，然后CVDR1和CVDR4的电压被箝位在UIN。此时iLr=-I4，IP=ilriiVD VQ2。在t8，iVDVQ2线性降至零，VDVQ2自然关闭，模式结束。
2.2.5变压器一次DC分量的抑制
实际中，当开关的开关速度或导通压降不同时，或者开关的驱动信号不一致时，功率转换电路就会工作在不平衡状态。此时磁通变化幅度不同，工作区域会偏向一个象限，导致磁芯单向饱和，ip过大，导致开关管损坏，最终使变换器无法正常工作。为了使全桥转换电路更可靠地工作，通过转换初级DC阻塞电容Cb来抑制变压器初级电压的DC分量。Cb和输出滤波电感接入初级电感值，形成串联谐振网络。谐振频率表达式如下：
转换为变压器初级的滤波电感值LLf=K2Lf。为了使Cb充放电尽可能线性化，fT必须远小于变换器的开关频率fs，取fr=0.1fs，由式(6)可知，LLf=K2Lf，FR=0.1fs，Cb=1.2F。实际上是并联两个1F/400 V的云母电容。
3控制系统的设计
3.1 APFC控制方案
APFC控制采用平均电流法，系统框图如图4所示。采用电流和电压双闭环控制，电流环使输入电流更接近正弦波，电压环使APFC输出电压稳定。
这里APFC控制器UCC3818实现双环控制，其输出的PWM脉冲可以直接驱动开关管。双环调节器如图5所示。
相应的PI参数可以通过计算电压、电流环路增益和穿越频率来确定。实际设计参数为：Ru=56k，Cu1=3.3F，Cu2=0.3F，Ri=16k，Ci1=Ci2=1.1 nF。3.2 ZVS全桥变换器的DC/DC级采用单电压环控制方式，在电压环的基础上增加了电流限制。只有电压环路控制输出电压。一旦输出电流超过限流值，限流环路就会通过降低输出电压将输出电流稳定在限流值。控制由UCC3895芯片实现，控制系统框图如图6所示。
选择超前-滞后补偿网络实现控制。与一般的滞后补偿网络相比，该网络增加了一个微分环节，改善了控制系统的动态性能。具体链接如图7所示。
传递函数GC(s)={(1sr 2c 1)[1S(r1r 3)C3]}/{[SR1(C1 C2)][1sr 2c 1/(C1 C2)](1sr 3c 3)}。ZVS移相全桥变换器采用小信号建模，采用零极点补偿法设计。实际选取的参数为：R1=91k，R2=4.8k，R3=2k，C1=0.1F，C2=0.02F，C3=1F. 4实验结果验证高压DC开关电源主电路结构和控制方案的可行性，a 2 .主电路参数：APFC部分为交流220 V输入输出DC电压380 V:ZVS全桥变换器部分为输出DC电压240 V输出电流10a；主功率开关管VQ1~VQ4为ixfx 48n 60 p(48A/600v)；
输出整流二极管VDR1~VDR4为DSEI30-10A，箝位二极管VDs1、VDs2为DSEI30-06A，变压器原边匝数比为1.06，输出滤波电感Lf=300H，输出滤波电容Cf=56Fx8，开关频率fs=80 kHz。图8a所示为APFC主开关管在1/3负载下的波形，实现了软开关。图8b示出了当突然施加半负载时APFC输出电压的波形。从图中可以看出其性能不错。从1/3负载下的实测波形可以看出，超前和滞后桥臂实现了ZVS。从(半负载)变压器次级和整流桥的输出电压波形可以看出，不加箝位二极管的电压峰值是正常值的2倍以上，加箝位二极管后电压峰值几乎消除，解决了整流桥输出的寄生振荡问题。可以看出，DC/DC液位控制系统的设计是合理的，超前和滞后补偿环节改善了系统的动态性能。
5结论
研制了一种两级结构的高压DC开关电源。第一级采用单相有源软开关PFC来提高功率因数。合理设计谐振参数可以实现软开关，降低开关损耗。部分控制采用PI调节器，性能良好。最后一级采用改进的ZVS全桥变换器，初级采用箝位二极管。实验结果表明，该电路结构能有效抑制次级整流桥的输出振荡和电压尖峰，降低损耗。该方法简单实用。合理选择控制方案和设计PID参数，提高了高压DC开关电源的动静态性能。
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