在本文的第一部分“数字下变频器——第1部分”中，我们讨论了业界对更高频率RF频段采样的推广，以及数字下变频器(DDC)如何实现这种无线电架构。讨论AD9680系列产品中与DDC相关的几个技术问题。一方面，更高的输入采样带宽允许无线电架构在更高的RF频率下直接采样，并将输入信号直接转换到基带。DDC使RF采样ADC能够数字化此类信号，而无需耗费大量数据吞吐量。DDC中的调谐和抽取滤波可以用来调谐输入频带，滤除不必要的频率。本期，我们将仔细研究抽取滤波，并将其应用于第1部分讨论的例子。此外，我们还将介绍虚拟评估，它将ADIsimADC引擎集成到一个新的改进的软件仿真工具中。虚拟评估将用于演示示例中模拟结果与测量数据的匹配程度。
在第1部分中，我们看了一个例子，其中我们在DDC中使用了NCO和抽取滤波，以了解DDC中频率折叠和转换的效果。现在，我们将仔细研究抽取滤波，以及ADC混叠如何影响抽取滤波的有效响应。我们将再次以AD9680为例。抽取滤波器响应是归一化的，因此可以看到和理解该响应，并且可以应用于各种速度水平。抽取滤波器响应与采样速率成比例。在这里包含的滤波器响应图中，并没有准确给出插入损耗与频率的具体关系，而是形象地展示了滤波器的近似响应。这些示例旨在给出抽取滤波器响应的一般概念，从而大致了解滤波器的通带和阻带位置。
回想一下，AD9680有四个DDC，包括一个NCO、最多四个级联半带(HB)滤波器(也称为抽取滤波器)、一个可选的6 dB增益模块和一个可选的复数到实数转换模块，如图1所示。正如我们在第1部分中所讨论的，信号首先通过NCO，它使输入音调发生频移，然后通过抽取，可以选择通过增益模块，也可以选择通过复数进行实际转换。
图一。1.AD9680中的DDC信号处理模块。
当复数转换为AD9680中的实际转换模块时，我们将首先研究DDC抽取滤波器。这意味着DDC将被配置为接受实际输入并拥有实际输出。在AD9680中，复数-实数转换会自动将输入频率上移一个等于fS/4的幅度。图2显示了HB1滤波器的低通响应。这是HB1的响应，显示真实和复杂的域响应。为了理解滤波器的实际操作，我们必须首先看到实数域和复数域中的基本滤波器响应，这样我们才能看到低通响应。HB1滤波器的通带是实际奈奎斯特区的38.5%。它还有一个停止区，占实奈奎斯特区的38.5%，过渡带占剩余的23%。同样，在复域中，通带和阻带占复奈奎斯特区的38.5%(共77%)，过渡带占剩余的23%。如图2所示，滤波器是实域和复域之间的镜像。
图二。HB1滤波器响应-实域响应和复域响应。
现在，通过使能复数到实数转换模块，我们可以观察当DDC进入实数模式时会发生什么。启用复数到实际的转换将导致f在S/4频域中的偏移。如图3所示，示出了频移和最终的滤波器响应。注意滤波器响应的实线和虚线。实线和阴影区域表示这是F之后新滤波器响应的S/4频移(由此产生的滤波器响应不能跨越奈奎斯特边界)。虚线用于说明如果不满足奈奎斯特边界，将存在的滤波器响应。
图3。HB1滤波器响应-实际DDC模式(复数至实际转换使能)。
请注意，HB1滤波器带宽在图2和图3中保持不变。二者之差是fS/4频移和第一奈奎斯特区产生的中心频率。但是，请注意，在图2中，信号的实部具有38.5%奈奎斯特频率，信号的复部具有38.5%奈奎斯特频率。在图3中，使能复数-实数转换模块后，实数信号的奈奎斯特频率为77%，复数域已被丢弃。除了fS/4频移之外，滤波器响应保持不变。还要注意，作为这种转换的结果，抽取率现在等于1。有效采样速率仍为fS，但不是整个奈奎斯特区，但奈奎斯特区只有77%的可用带宽。这意味着当HB1滤波器和复数-实数转换模块使能时，抽取率等于1(更多信息参见AD9680数据手册)。
接下来，我们将研究不同抽取速率下的滤波器响应(即使能多个半带滤波器)，以及ADC输入频率的混叠如何影响有效抽取滤波器响应。HB1的实际频率响应由图4中的蓝色实线给出。虚线表示由于ADC的混叠效应，HB1的有效混叠响应。因为频率输入到2 DE，3RD，4000等。奈奎斯特区分称为第一ADC的奈奎斯特区，HB1滤波器响应有效混叠到这些奈奎斯特区。例如，位于3f的信号S/4会混叠到f处的第一奈奎斯特区S/4，必须了解HB1滤波器的响应仅位于第一奈奎斯特区，ADC的混叠会导致HB1滤波器的有效响应混叠到其他奈奎斯特区。
图4。由于ADC混叠，HB1滤波器响应有效。
现在我们来看看如何启用HB1 HB2。这导致抽取率为2。同样，HB1 HB2滤波器的实际频率响应由蓝色实线给出。滤波器通带的中心频率仍然是fS/4。同时，通过使能HB1 HB2滤波器，可以获得奈奎斯特区38.5%的可用带宽。再次注意ADC的混叠效应及其对HB1 HB2滤波器组合的影响。出现在7f处的信号S/8将混叠到f处的第一奈奎斯特区S/8，同样为5f的信号S/8将混叠到3f处的第一奈奎斯特区S/8。这些支持复数-实数转换模块的示例可以很容易地从HB1 HB2扩展到一个或两个HB3和HB4滤波器。请注意，当DDC使能时，HB1滤波器无法旁路，您可以选择使能HB2、HB3和HB4滤波器。
图5。ADC混叠引起的HB1HB2的有效滤波器响应(抽取率=2)。
既然已经讨论了使能抽取滤波器的实际工作模式，现在可以检查DDC的复数工作模式。我们将继续以AD9680为例。与DDC的实际工作模式类似，我们将给出归一化抽取滤波器响应。同样，这里包含的示例滤波器响应图并没有显示插入损耗与频率的具体关系，而是形象地显示了滤波器的近似响应。这样做是为了充分理解ADC混叠如何影响滤波器响应。
当DDC处于复数模式时，它配置为具有复数输出，由实频域和复频域组成，通常称为I和q，回想一下图2，HB1滤波器具有低通响应，通带为实际奈奎斯特区的38.5%。它还有一个停止区，占实奈奎斯特区的38.5%，过渡带占剩余的23%。同样，在复域中，通带和阻带占复奈奎斯特区的38.5%(共77%)，过渡带占剩余的23%。
当DDC在复数输出模式下工作且HB1滤波器使能时，抽取率等于2，输出采样速率为输入采样时钟的一半。延伸图2中的曲线以显示ADC混叠的影响，我们得到图6所示的内容。蓝色实线表示实际滤波器响应，蓝色虚线表示ADC混叠效应导致的滤波器有效混叠响应。7f的输入信号S/8将混叠到f处的第一奈奎斯特区S/8，它将位于HB1滤波器的通带内。同一信号的复镜像位于7fs/8，复数域中的混叠为fs/8，位于复数域中HB1滤波器的通带内。
图6。ADC混叠引起的HB1有效滤波器响应(抽取率=2)-复数。
接下来，我们将研究如何启用HB1和HB2，如图7所示。这导致每个I和Q输出的抽取率为4。同样，HB1 HB2滤波器的实际频率响应由蓝色实线给出。同时使能HB1 HB2滤波器将导致每个实数域和复数域的可用带宽为38.5%(f的38.5%S/4，其中fS为输入采样时钟)。请注意ADC的混叠效应及其对HB1 HB2滤波器组合的影响。出现在15f处的信号S/16将混叠到f处的第一奈奎斯特区S/16，该信号在15f处具有复镜像S/16复域，并将混叠到复域FS/16中的第一奈奎斯特区。这些例子可以扩展到HB3和HB4再次被使能的情况。这些在本文中没有显示，但可以从图7所示的HB1 HB2的响应中轻松推断出来。
图7。由ADC混叠引起的HB1HB2的有效滤波器响应(抽取率=4)-复数。
当观察所有这些抽取滤波器的响应时，我想到的一些问题可能是：“我们为什么要选择？”以及“它提供了什么优势？”不同的应用有不同的要求，可以从ADC输出数据的提取中获益。一个动机是获得RF频带的窄带中的信噪比(SNR)。另一个原因是需要处理的带宽较少，导致JESD204B接口的输出通道速率较低。这允许使用低成本的FPGA。通过使用所有四个抽取滤波器，DDC可以实现处理增益，并将SNR提高高达10 dB。在表1中，我们可以看到可用带宽、抽取比、输出采样速率，以及不同抽取滤波器选择在实模式和复模式下提供的理想SNR改善。
1的DDC滤波器特性。AD9680
抽取滤波器选择复数输出，实际输出混叠保护带宽。理想信噪比提高抽取率，输出采样率，抽取率，输出采样率，IBP20.5 华氏S1fS0.385 华氏S1HB1 HB240.25 华氏S20.5 华氏S0.1925 华氏S4HB1 HB2 HB380.125 华氏S40。 25华氏S0.09625 华氏S7HB1 HB2 HB3 HB4160.0625 华氏S80.125 华氏S0.048125 图层S10
通过讨论DDC的工作原理，我们可以深入了解AD9680中抽取滤波器的实际复杂工作模式。使用抽取滤波有几个优点。DDC可以工作在实模式或复模式，并允许用户根据具体应用的需要使用不同的接收机拓扑结构。现在，您可以将它与第1部分讨论的内容放在一起，看看AD9680的真实例子。此示例将测量数据与虚拟评估的模拟数据放在一起，以比较结果。
在本例中，将使用第1部分中使用的相同条件。输入采样速率为491.52 MSPS，输入频率为150.1 MHz。NCO频率为155 MHz，抽取率设为4(由于NCO分辨率的原因，实际NCO频率为154.94 MHz)。这导致输出采样速率为122.88 MSPS。因为DDC执行复混频，所以分析中包括复频域。请注意，已经添加了抽取滤波器响应，在图8中以深紫色显示。
图8。信号经过DDC信号处理模块-抽取和滤波，如图所示。
NCO转换后的频谱：
基频从150.1 MHz降至-4.94 MHz。
基波镜像从-150.1 MHz变为186.48 MHz。
2.谐波频率从191.32 MHz下降到36.38 MHz。
三次谐波失调从41.22 MHz降至-113.72 MHz。
抽取后的频谱2:
基频保持在- 4.94 MHz。
基波镜像下变频至-59.28 MHz，并由HB2抽取滤波器衰减。
2.谐波保持在36.38 MHz。
三次谐波由HB2抽取滤波器衰减。
提取4:
基波保持在-4.94 MHz。
基波镜像保持在59.28 MHz，并由HB1抽取滤波器衰减。
二维谐波保持在36.38 MHz，并由HB1抽取滤波器衰减。
HB1抽取滤波器过滤并几乎消除了三次谐波。
AD9680-500的实际测量结果如图9所示。基频为-4.94 MHz。基波镜像位于59.28 MHz，幅度为67.112 dBFS，这意味着镜像衰减了约66 dB。二维谐波位于36.38 MHz，衰减约为10 dB至15 dB。三次谐波已被充分过滤，因此在测量中不会超过噪底。
图9。后DDC信号的FFT复数输出，NCO=155 MHz，抽取4。
现在，可以使用虚拟评估来查看模拟结果与测量结果的对比情况。首先，从网站打开该工具，然后选择要仿真的ADC(见图10)。虚拟评估工具位于ADI公司网站的虚拟评估版上。AD9680模型位于虚拟评估中，集成了正在开发的新功能，允许用户模拟不同速度等级的ADC。该特性是本例的关键，因为它使用AD9680-500。加载虚拟测评后，第一个提示是选择产品类别和产品。请注意，虚拟评估不仅涵盖高速ADC，还包括精密ADC、高速DAC和集成/专用转换器等产品类别。
图10。虚拟评估中的产品类别和产品选择。
从产品选择中选择AD9680。这将打开AD9680仿真主页。AD9680的虚拟评估模型还包括一个框图，详细说明了ADC模拟和数字特性的内部配置。框图与AD9680数据手册中给出的相同。在此页面中，从页面左侧的下拉菜单中选择所需的速度级别。对于这里的例子，请选择500 MHz的速度等级，如图11所示。
图11。11的速度等级选择和虚拟评估框图。AD9680
接下来，必须设置输入条件以执行FFT仿真(见图12)。回想一下，本例的测试条件包括491.52 MHz的时钟速率和150 MHz的输入频率。当NCO频率设置为155 MHz时使能DDC，将ADC输入设置为实数，禁用复数到实数转换(C2R)，将DDC抽取率设置为4，并使能DDC中的6 dB增益。这意味着DDC设置为实际输入信号和抽取比为4的复数输出信号。DDC中的6 dB增益可以补偿DDC中混频过程引起的6 dB损耗。虚拟评估一次仅显示噪声或失真结果，因此它包括两个图形，一个显示噪声结果(图12)，另一个显示失真结果(图13)。
图12。虚拟评估ad9680噪声结果的FFT仿真。
图13。虚拟评估ad9680失真结果的FFT仿真。
虚拟评估中表示了许多性能参数。这个工具提供了谐波的位置和基本镜像的位置，在频率规划中非常方便。这使得用户可以看到所需输出频谱中是否显示了基本镜像或任何谐波，从而有助于简化频率规划。虚拟评估中仿真的信噪比为71.953 dBFS，SFDR为69.165 dBc。然而，考虑到基本图像通常不在输出光谱中。如果去除该杂散，SFDR为89.978 dB(参考-1 dBFS输入功率时为88.978 dBc)。
图14。AD9680 FFT测量结果
当计算SNR时，虚拟评估模拟器不包括基本图像。务必调整视觉模拟中的设置，以忽略测量中的基本图像，从而获得正确的信噪比。这个想法是当基本图像不在所需的频带中时规划频率。实测信噪比为71.602 dBFS，与虚拟电子中的仿真结果71.953 dBFS非常接近。同样，实测SFDR为91.831 dBc，与仿真结果88.978 dBc非常接近。
虚拟评估在准确预测硬件行为方面表现出色。坐在舒适的椅子上，享受一杯热咖啡或茶，就可以预测设备的行为。特别是对于带DDC的ADC，如AD9680，Virtual Eval可以模拟ADC性能，包括镜像和谐波，以便用户可以规划频率，尽可能将这些不需要的信号留在带外。随着载波聚合和直接RF采样越来越受欢迎，工具箱中拥有虚拟评估等工具非常方便。精确预测ADC性能和频率规划的能力有助于系统设计人员在通信系统、军事/航空航天雷达系统和许多其他类型的应用中正确规划设计频率。我建议您充分利用ADI公司最新一代ADC的数字信号处理功能。我还建议使用虚拟评估来帮助规划您的下一个设计，并提前了解预期的性能。
